Bối cảnh và vấn đề nghiên cứu

Sự gia tăng tiêu thụ nhiên liệu hóa thạch trong ngành giao thông vận tải đang là nguyên nhân trực tiếp dẫn tới ô nhiễm không khí, suy giảm tầng ô-zôn và hiện tượng ấm lên toàn cầu. Để giải quyết thách thức này, các phương tiện giao thông sử dụng năng lượng điện (Electric Vehicles - EVs) bao gồm xe thuần điện (BEV), xe lai sạc ngoài (PHEV) và xe lai truyền thống (HEV) đang phát triển mạnh mẽ trên quy mô toàn cầu. Theo các số liệu thống kê được tác giả trích dẫn, lượng xe điện bán ra trên thế giới năm 2021 đạt 6,6 triệu xe (tăng gấp đôi so với năm 2020), nâng tổng số xe điện lưu hành lên 16,5 triệu chiếc; sang quý I năm 2022, doanh số toàn cầu tiếp tục tăng trưởng 75% với 2 triệu xe. Tại Việt Nam, tỷ lệ sở hữu ô tô dự báo tăng từ 5,7% (năm 2020) lên 9% (năm 2025) và đạt 30% vào năm 2030, song song với sự mở rộng thị phần của các dòng xe điện nội địa.

Bộ phận cốt lõi của xe điện là hệ thống pin lưu trữ năng lượng. Trong ba công nghệ phổ biến (ắc quy chì-axit, pin NiMH và pin Lithium-ion), pin Li-ion được ứng dụng rộng rãi nhất nhờ mật độ năng lượng cao, trọng lượng nhẹ và khả năng xả dòng lớn. Tuy nhiên, quy trình sạc pin Li-ion đòi hỏi sự kiểm soát nghiêm ngặt theo đặc tính sạc ổn dòng - ổn áp (Constant Current - Constant Voltage - CC-CV). Ở giai đoạn đầu, dòng sạc được giữ cố định ở giá trị cực đại để điện áp tăng nhanh; khi điện áp tiệm cận ngưỡng sạc đầy, hệ thống chuyển sang chế độ ổn áp và giảm dần dòng sạc nhằm ngăn chặn hiện tượng sạc quá mức (overcharging) gây quá nhiệt và hư hỏng pin.

Hệ thống sạc xe điện tiêu chuẩn gồm hai tầng: tầng biến đổi AC-DC (chỉnh lưu và hiệu chỉnh hệ số công suất PFC) và tầng biến đổi DC-DC. Theo tiêu chuẩn an toàn ISO 6469-3:2011-2012, bộ sạc bắt buộc phải duy trì cách ly điện giữa lưới và bộ pin trong suốt quá trình hoạt động. Do đó, các cấu trúc DC-DC không cách ly (như Buck hoặc Boost) bị loại bỏ. Trong khi đó, các cấu trúc cách ly truyền thống (Flyback, Forward, Push-pull, Half-bridge, Full-bridge) bộc lộ nhược điểm lớn khi vận hành ở dải công suất trên 500 W và tần số cao (trên 100 kHz) do tổn hao đóng cắt và tổn hao mạch từ tăng vọt. Mạch từ truyền thống sử dụng dây quấn quanh khuôn có kích thước cồng kềnh, khả năng tản nhiệt kém và chịu ảnh hưởng nặng nề bởi hiệu ứng bề mặt cũng như hiệu ứng gần.

Để giải quyết bài toán trên, đồ án tập trung vào các mục tiêu và nhiệm vụ nghiên cứu cụ thể:

  1. Nghiên cứu mô hình hóa và cơ sở lý thuyết của bộ biến đổi cộng hưởng LLC nhằm khai thác cơ chế chuyển mạch mềm (ZVS/ZCS).
  2. Tính toán, thiết kế tối ưu các tham số của bể cộng hưởng LLC ($L_r$, $C_r$, $L_m$).
  3. Thiết kế cấu trúc biến áp phẳng sử dụng dây quấn mạch in (PCB windings) tích hợp cuộn cảm cộng hưởng trên cùng khối lõi từ để nâng cao mật độ công suất và hiệu quả tản nhiệt.
  4. Xây dựng mô hình tính toán tổn hao chi tiết cho toàn bộ các phần tử đóng cắt, dây quấn và lõi từ.
  5. Kiểm chứng thiết kế thông qua mô phỏng phần tử hữu hạn (FEMM 4.2), mô phỏng mạch điện (LTSpice) và đo đạc thực nghiệm.

Đối tượng nghiên cứu là tầng biến đổi DC-DC công suất 800 W cho bộ sạc xe máy điện. Phạm vi nghiên cứu được xác định theo các chỉ tiêu kỹ thuật: điện áp đầu vào $V_{in} = 360 - 440\text{ V}$, điện áp đầu ra $V_o = 40 - 60\text{ V}$, công suất định mức $P_{out} = 800\text{ W}$, tần số đóng cắt danh định 200 kHz (dải điều tần làm việc từ 160 kHz đến 600 kHz). Nghiên cứu được thực hiện trong thời gian 16 tuần của học kỳ 20221 (hoàn thành tháng 3/2023) tại Trường Điện – Điện tử, Đại học Bách khoa Hà Nội.

Cơ sở lý thuyết và phương pháp nghiên cứu

Bộ biến đổi cộng hưởng LLC điều khiển điện áp đầu ra thông qua phương pháp điều chế tần số (Frequency Modulation - FM). Do tần số đóng cắt biến thiên, phương pháp mô hình hóa trung bình không còn phù hợp; thay vào đó, tác giả sử dụng phương pháp xấp xỉ sóng hài bậc nhất (First Harmonic Approximation - FHA). Phương pháp này giả định năng lượng truyền qua bể cộng hưởng chủ yếu thông qua thành phần sóng hài cơ bản có tần số gần với tần số cộng hưởng $f_r$, bỏ qua các thành phần tần số cao hơn và điện cảm rò của biến áp.

Theo phương pháp FHA, các giá trị hiệu dụng của điện áp xung vuông đầu vào $V_{ge}$ và điện áp phản ánh thứ cấp $V_{oe}$, dòng điện thứ cấp $I_{oe}$ quy đổi về sơ cấp, cùng điện trở tải xoay chiều tương đương $R_e$ được xác định:

$$V_{ge} = \frac{\sqrt{2}}{\pi} V_{dc}$$

$$V_{oe} = \frac{2\sqrt{2}}{\pi} n V_o$$

$$I_{oe} = \frac{\pi}{2\sqrt{2}} \frac{I_o}{n}$$

$$R_e = \frac{8 n^2}{\pi^2} \frac{V_o^2}{P_{out}}$$

Trong đó $n$ là tỷ số biến áp. Hàm hệ số khuếch đại điện áp chuẩn hóa $M_g$ của bể cộng hưởng được dẫn xuất dưới dạng:

$$M_g = \left| \frac{V_{oe}}{V_{ge}} \right| = \frac{f_n^2 (L_n - 1)}{\sqrt{ \left[ (L_n + 1)f_n^2 - 1 \right]^2 + \left[ (f_n^2 - 1) f_n Q_e L_n \right]^2 }}$$

Các tham số đặc trưng trong hàm truyền gồm:

  • Tần số đóng cắt chuẩn hóa: $f_n = \frac{f_{sw}}{f_r}$, với $f_r = \frac{1}{2\pi \sqrt{L_r C_r}}$
  • Tỷ số điện cảm: $L_n = \frac{L_m}{L_r}$
  • Hệ số chất lượng: $Q_e = \frac{\sqrt{L_r / C_r}}{R_e}$

Bộ biến đổi làm việc ở hai chế độ chính:

  • Chế độ trên cộng hưởng ($f_{sw} > f_r$): Xảy ra khi điện áp vào tăng, tần số đóng cắt được điều chỉnh tăng để giảm độ lợi. Dòng điện liên tục (CCM), điện cảm từ hóa $L_m$ bị ghim bởi điện áp đầu ra và đóng vai trò tải thụ động. Năng lượng nạp vào bể cộng hưởng bị ngắt giữa chừng bởi nửa chu kỳ kế tiếp, làm tăng tổn hao tắt (turn-off) của MOSFET và khiến đi-ốt thứ cấp chuyển mạch cứng.
  • Chế độ dưới cộng hưởng ($f_{sw} < f_r$): Xảy ra khi điện áp vào giảm, tần số đóng cắt giảm để tăng độ lợi. Năng lượng truyền sang thứ cấp kết thúc trước chu kỳ mới, đi-ốt thứ cấp đạt chuyển mạch mềm tự nhiên (ZCS). Trong khoảng dẫn tự do, $L_m$ tham gia cộng hưởng nối tiếp với $L_r$ và $C_r$.

Về cơ chế chuyển mạch mềm, để van MOSFET đầu vào đạt chuyển mạch mềm không điện áp (Zero-Voltage Switching - ZVS) khi bật, trở kháng đầu vào của bể cộng hưởng phải mang tính cảm kháng ($\varphi_z > 0$), đồng nghĩa với việc dòng điện cộng hưởng $i_r$ phải trễ pha so với điện áp cơ bản $v_{ge}$. Trong thời gian chết (dead-time, $t_{dead}$), cả hai van cầu đều khóa, dòng từ hóa $I_m$ phóng hết điện tích trên tụ ký sinh $C_{ds}$ của van sắp mở và nạp đầy tụ của van vừa tắt, đưa điện áp $V_{ds}$ về 0 trước khi xung kích mở cực G xuất hiện. Thời gian dead-time được tính toán theo biểu thức giải tích nhằm bảo đảm tụ $C_{ds}$ nạp/xả hoàn toàn trên toàn dải làm việc:

$$t_{dead} \ge 16 C_{ds} f_{sw} L_m$$

Phương pháp nghiên cứu kết hợp giữa tính toán giải tích lặp thử - sai (theo lưu đồ thuật toán để chọn cặp $L_n, Q_e$), phương pháp tích số diện tích $A_p$ để thiết kế mạch từ phẳng, mô phỏng số phần tử hữu hạn trên phần mềm FEMM 4.2 để phân tích trường từ và tổn hao xoáy, cùng mô phỏng tham số đóng cắt quá độ trên LTSpice.

Thiết kế kỹ thuật và giải pháp tích hợp phần cứng

Dựa trên yêu cầu kỹ thuật tại Bảng thông số thiết kế, quy trình tính toán phần cứng được triển khai đồng bộ từ bể cộng hưởng đến cấu trúc mạch từ phẳng.

Thông số thiết kế Giá trị quy định
Điện áp đầu vào danh định ($V_{in}$) 360 – 440 V
Điện áp đầu ra ($V_o$) 40 – 60 V
Công suất đầu ra ($P_{out}$) 800 W
Dòng điện đầu ra cực đại ($I_{o,max}$) 20 A (tại $V_o = 40\text{ V}$)
Tần số đóng cắt danh định ($f_{sw}$) 200 kHz
Dải tần số đóng cắt làm việc 160 – 600 kHz

1. Thiết kế bể cộng hưởng và lựa chọn tụ điện

Tỷ số biến áp được chọn $n = 4:1$ tại điểm làm việc danh định ($M_g = 1$). Qua lưu đồ thuật toán lặp khảo sát đặc tính tần số bảo đảm hệ số khuếch đại cực đại đạt 1,8 ở đầy tải và vượt mức 2 ở chế độ non tải/không tải, các thông số thành phần của bể cộng hưởng được xác định chính xác:

  • Điện cảm cộng hưởng ($L_r$): $19{,}75\ \mu\text{H}$
  • Điện dung cộng hưởng ($C_r$): $32{,}06\text{ nF}$
  • Điện cảm từ hóa máy biến áp ($L_m$): $49{,}51\ \mu\text{H}$ (tương ứng tỷ số $L_n \approx 2{,}5$)

Trong khâu lựa chọn tụ cộng hưởng, tác giả loại trừ tụ hóa (electrolytic) do điện trở ký sinh ($R_{ESR}$) và điện cảm ký sinh ($L_{ESL}$) lớn, tuổi thọ ngắn và điện dung biến đổi mạnh theo tần số. Đối với tụ gốm (ceramic), loại điện môi C0G được ưu tiên tuyệt đối so với các dòng X7R hay Y5V nhờ tính ổn định nhiệt độ cao trong dải $0 - 120^\circ\text{C}$ (độ trôi chỉ $0{,}05%$) và không bị suy giảm điện dung dưới tác động của điện áp phân cực DC ($0{,}1%$). Điện áp làm việc lớn nhất đặt lên tụ cộng hưởng được tính toán:

$$V_{Cr,max} = V_{Cr,DC} + \sqrt{2} V_{Cr,AC} = \frac{V_{in,max}}{2} + \sqrt{2} \left( \frac{I_r}{2\pi f_{sw} C_r} \right) = 220 + \sqrt{2}(130{,}52) \approx 404{,}6\text{ V}$$

Giải pháp lựa chọn là mắc song song hai tụ gốm dán mã CGA6L4C0G2J153J160AA, mỗi tụ có điện dung $15\text{ nF}$, điện áp danh định $630\text{ V}$.

2. Thiết kế biến áp phẳng và dây quấn PCB

Biến áp phẳng được thiết kế theo phương pháp tích số diện tích lõi ($A_p$). Lõi PQ được lựa chọn thay thế cho lõi dạng E hay lõi xuyến nhờ ưu điểm thể tích nhỏ hơn, trọng lượng nhẹ và tối ưu hóa diện tích tản nhiệt cho thiết bị điện tử công suất. Với giá trị tính toán $A_{p,cal} = 2{,}17\text{ cm}^4$, hệ thống sử dụng kết hợp 4 bộ lõi PQ-3220 (vật liệu ferrite N87). Khe hở không khí $l_g$ được mài chính xác giữa các trụ lõi để hiệu chỉnh giá trị điện cảm từ hóa $L_m = 49{,}51\ \mu\text{H}$.

Số vòng dây được rút giảm tối đa nhằm hạn chế tổn hao đồng: cuộn sơ cấp $N_p = 4$ vòng, cuộn thứ cấp $N_s = 1$ vòng dạng có điểm giữa (center-tap) kết hợp chỉnh lưu hình tia để giảm một nửa tổn hao dẫn so với chỉnh lưu cầu. Toàn bộ dây quấn chế tạo trên bo mạch in PCB 2 lớp nền FR4, bề dày lá đồng tiêu chuẩn 1 oz ($0{,}035\text{ mm}$ hay $35\ \mu\text{m}$). Giá trị này nhỏ hơn độ sâu thẩm thấu sóng điện từ ở 200 kHz ($\delta = 0{,}148\text{ mm}$), qua đó loại trừ hiện tượng tăng trở kháng do hiệu ứng bề mặt:

$$\delta = \frac{66}{\sqrt{f_{sw}}} = \frac{66}{\sqrt{200.000}} \approx 0{,}148\text{ mm} \implies h \le \delta$$

Để triệt tiêu hiệu ứng gần (Proximity Effect), các vòng dây sơ cấp và thứ cấp được xếp lớp xen kẽ theo quy tắc SPPSSPPS. Cấu trúc này triệt tiêu sự tập trung sức từ động tại các lớp lõi trong, phân bố đều mật độ từ thông, giảm một nửa biên độ lực từ động so với cách xếp PPPPSSSS và giảm $43%$ điện dung ký sinh so với cách xếp PSPSPSPS. Ở phía thứ cấp, thay vì dùng một linh kiện đơn lẻ chịu dòng 20 A, tác giả bố trí mạng nhiều đi-ốt dán mắc song song trên bo mạch thứ cấp để phân tán nhiệt lượng và san đều dòng tải.

3. Tích hợp cuộn cảm cộng hưởng

Thay vì sử dụng một lõi từ độc lập cho cuộn cảm $L_r$, đồ án tích hợp cuộn cảm lên phía trên khối biến áp phẳng. Cấu trúc này tận dụng phần nửa lõi từ phía trên của biến áp làm đường dẫn khép kín cho từ thông sinh ra bởi dòng điện cuộn cảm, giúp tiết kiệm một nửa số lõi từ cần dùng và thu gọn chiều cao tổng thể. Bo mạch cuộn cảm tích hợp đồng thời tụ điện cộng hưởng $C_r$, hình thành một khối mô-đun bể cộng hưởng hợp bộ. Khe hở không khí độc lập của cuộn cảm được tính toán để bảo đảm giá trị điện cảm $L_r = 19{,}75\ \mu\text{H}$ và ngăn ngừa hiện tượng bão hòa từ khi dòng điện đạt đỉnh $I_{pk}$.

Nội dung chính theo từng chương

Chương 1: Giới thiệu chung và tổng quan bộ sạc xe điện

Chương này phân tích động lực phát triển xe điện toàn cầu và bối cảnh thị trường Việt Nam; tổng hợp ba công nghệ pin (ắc quy chì, NiMH, Li-ion) và làm rõ quy chuẩn sạc CC-CV nhằm ngăn ngừa quá nhiệt. Tác giả phân tích cấu trúc bộ sạc hai tầng, viện dẫn tiêu chuẩn cách ly ISO 6469-3:2011-2012 để chỉ rõ sự không phù hợp của các mạch Buck/Boost. Đồng thời, chương so sánh cấu trúc LLC với các bộ biến đổi xung kinh điển, chỉ ra lợi thế của mạch từ phẳng về cấu hình thấp (chiều cao bằng $1/4 - 1/2$ cuộn dây truyền thống), tản nhiệt vượt trội và tiềm năng gia công tự động hóa trên PCB.

Chương 2: Cơ sở lý thuyết bộ biến đổi LLC

Tác giả thiết lập mô hình toán học giải tích tuyến tính hóa thông qua phương pháp FHA; phân tích chi tiết hai chế độ làm việc trên cộng hưởng (CCM) và dưới cộng hưởng. Chương tập trung luận giải cơ chế đạt chuyển mạch mềm ZVS cho nửa cầu MOSFET sơ cấp dựa trên tính cảm kháng của trở kháng bể cộng hưởng ($\varphi_z > 0$). Biểu thức giải tích xác định thời gian dead-time được xây dựng dựa trên năng lượng tích trữ trong các cuộn cảm $L_r, L_m$ nhằm giải phóng triệt để điện tích tụ ký sinh $C_{ds}$.

Chương 3: Thiết kế bộ biến đổi LLC

Nội dung chương trình bày quy trình tính toán thông số bể cộng hưởng theo thuật toán lặp với tần số trung tâm 200 kHz (giới hạn dải tần số 160 – 600 kHz). Tác giả so sánh các họ tụ điện và lựa chọn tụ gốm C0G (CGA6L4C0G2J153J160AA); thiết kế cấu trúc 4 lõi PQ-3220 vật liệu N87 với $A_p = 2{,}17\text{ cm}^4$. Bố cục dây quấn PCB 2 lớp đồng 1 oz được khảo sát qua 4 phương án sắp xếp, khẳng định cấu trúc SPPSSPPS tối ưu nhất về triệt tiêu sức từ động. Giải pháp tích hợp cuộn cảm $L_r$ dùng chung đường từ tính với biến áp và tích hợp tụ $C_r$ dạng mô-đun được mô tả chi tiết bằng bản vẽ kỹ thuật.

Chương 4: Phân tích tổn hao

Chương 4 xây dựng mô hình toán học phân tích tổn hao trên toàn bộ linh kiện:

  • Tổn hao dẫn và tổn hao đóng cắt của MOSFET (IPA60R120P7) và đi-ốt Schottky đầu ra (SR5200P), khai thác ưu thế tổn hao bật bằng 0 nhờ ZVS.
  • Tổn hao dây quấn PCB có tính đến hiệu ứng bề mặt và hiệu ứng gần qua biểu thức tỷ số điện trở $R_{ac}/R_{dc}$ của Dowell.
  • Tổn hao lõi từ tính theo công thức Steinmetz tiêu chuẩn cho cuộn cảm (dòng sin) và công thức Steinmetz cải tiến (Improved Generalized Steinmetz Equation - iGSE) cho biến áp do dòng từ hóa có dạng sóng tam giác ($k = 19, \alpha = 1{,}84$).

Chương 5: Kết quả mô phỏng và thực nghiệm

Tác giả kiểm chứng thiết kế thông qua công cụ mô phỏng phần tử hữu hạn FEMM 4.2 (kiểm tra phân bố từ thông, dòng xoáy dây quấn) và LTSpice (kiểm tra dạng sóng ZVS). Mô hình thực nghiệm phần cứng được chế tạo để đo đạc thông số thực tế của bể cộng hưởng, kiểm chứng dải điều tần làm việc, xác nhận điều kiện ZVS trên các van đóng cắt và đối sánh hiệu suất toàn hệ thống giữa mô hình tính toán giải tích và thực nghiệm.

Kết quả và đóng góp kỹ thuật

Đồ án đã hoàn thiện trọn vẹn quy trình tính toán, thiết kế và chế tạo thực nghiệm phần DC-DC cho bộ sạc xe máy điện công suất 800 W. Các kết quả tính toán tổn hao lý thuyết trên linh kiện và cấu trúc mạch từ được tổng hợp tại các bảng dữ liệu sau:

Phần tử sinh tổn hao Giá trị tính toán
Van MOSFET (IPA60R120P7) 7,83 W
Đi-ốt chỉnh lưu đầu ra (SR5200P) 11,2 W
Thành phần dây quấn PCB Giá trị tính toán
Dây quấn cuộn cảm cộng hưởng ($L_r$) 8,34 W
Dây quấn sơ cấp máy biến áp 8,34 W
Dây quấn thứ cấp máy biến áp 6,2 W
Thành phần lõi từ Giá trị tính toán
Lõi từ cuộn cảm cộng hưởng 3,12 W
Lõi từ máy biến áp Được tính theo mô hình iGSE với $k=19, \alpha=1{,}84$

Kết quả mô phỏng từ trường trên phần mềm FEMM 4.2 cung cấp các phát hiện quan trọng:

  • Tổn hao trên dây quấn cuộn cảm, cuộn sơ cấp và cuộn thứ cấp tăng dần tỷ lệ thuận với công suất tải do dòng RMS tăng; độ chính xác giữa mô phỏng và tính toán lý thuyết đạt trên $97%$ (lần lượt đạt $97{,}61%$, $97{,}63%$ và $97{,}35%$).
  • Phân bố mật độ từ thông trong khối từ tích hợp cho thấy từ cảm ở phần cuộn cảm thấp hơn phần biến áp dù có cùng diện tích mặt cắt lõi, nguyên nhân do khe hở không khí của cuộn cảm lớn hơn làm tăng từ trở. Mật độ từ thông có xu hướng tập trung cục bộ tại các góc gấp khúc phía trong của lõi do từ trở thấp.
  • Mô phỏng đường sức từ xác nhận từ thông sinh ra bởi cuộn cảm cộng hưởng khép vòng trọn vẹn ở nửa lõi trên, tỷ lệ móc vòng xuống nửa lõi dưới không đáng kể. Do đó, cuộn cảm không cảm ứng sức điện động ký sinh sang cuộn thứ cấp của biến áp, bảo toàn chính xác tỷ số biến áp $n = 4:1$.
  • Kết quả mô phỏng trên LTSpice và kiểm chứng dạng sóng xung kích thực nghiệm xác nhận van MOSFET đạt điều kiện chuyển mạch mềm ZVS hoàn toàn trong suốt quá trình chuyển trạng thái từ khóa sang dẫn (điện áp $V_{ds}$ xả về 0 trước khi có dòng điện $I_d$), loại bỏ tổn hao bật.

Đóng góp kỹ thuật chính của đồ án gồm:

  • Ứng dụng cấu trúc biến áp phẳng lõi PQ-3220 tích hợp trực tiếp cuộn cảm cộng hưởng dùng chung đường từ tính, tiết kiệm $50%$ số lượng lõi từ cần dùng cho cuộn cảm, hạ chiều cao thiết bị xuống mức $1/4 - 1/2$ so với biến áp quấn dây truyền thống.
  • Tối ưu hóa cấu trúc dây quấn PCB 2 lớp bằng cách sắp xếp xen kẽ SPPSSPPS kết hợp nhiều đi-ốt dán song song, giải quyết bài toán suy giảm hiệu suất do hiệu ứng bề mặt và hiệu ứng gần ở tần số cao 200 kHz.
  • Xây dựng quy trình phân tích tổn hao kết hợp giữa giải tích và mô phỏng số, cung cấp phương pháp luận chuẩn xác cho việc thiết kế bộ biến đổi cộng hưởng tần số cao.

Hạn chế và hướng nghiên cứu tiếp

Văn bản đồ án nêu rõ một số hạn chế kỹ thuật trong quá trình thực hiện:

  • Do thiếu các tham số vật liệu chi tiết của lõi ferrite N87 trong thư viện phần mềm FEMM 4.2, tác giả chưa thể thực hiện mô phỏng phân tử hữu hạn để kiểm chứng tổn hao lõi từ mà phải dựa hoàn toàn vào công thức kinh nghiệm Steinmetz và Steinmetz cải tiến (iGSE).
  • Việc chế tạo bể cộng hưởng theo dạng khối mô-đun phân tách và kết nối các lớp dây quấn PCB thông qua connector làm phát sinh thêm điện trở tiếp xúc và tổn hao tiếp xúc tại các điểm ghép nối vật lý.
  • Phương pháp xấp xỉ sóng hài bậc nhất (FHA) tuy đơn giản hóa được quá trình tính toán nhưng vẫn mang sai số nhất định do bỏ qua các thành phần sóng hài bậc cao của điện áp xung vuông và điện cảm rò của biến áp.

Hướng nghiên cứu tiếp theo được đề xuất bao gồm: hoàn thiện mô hình mô phỏng trường từ có tích hợp đầy đủ thông số tổn hao động của ferrite N87; cải tiến cơ cấu liên kết giữa các lớp bo mạch PCB nhằm loại bỏ connector rời, giảm thiểu điện trở tiếp xúc; và nghiên cứu ghép nối tầng DC-DC với tầng tiền biến đổi AC-DC PFC để đánh giá toàn diện hoạt động của bộ sạc 800 W dưới tải thực tế.

Giá trị tham khảo

Đồ án là tài liệu kỹ thuật có giá trị tham khảo cao đối với sinh viên, học viên cao học và kỹ sư nghiên cứu phát triển (R&D) thuộc các chuyên ngành Kỹ thuật Điều khiển & Tự động hóa, Kỹ thuật Điện - Điện tử và Điện tử Công suất.

Các nội dung có giá trị ứng dụng thực tiễn cao bao gồm:

  • Quy trình mô hình hóa toán học bộ biến đổi LLC sử dụng công cụ FHA và thuật toán lặp xác định thông số bể cộng hưởng ($L_r, C_r, L_m$) tương thích dải điều tần làm việc.
  • Hướng dẫn thiết kế biến áp phẳng trên bo mạch in PCB 2 lớp: từ phương pháp tính tích số diện tích $A_p$, lựa chọn chiều dày đồng theo độ sâu thẩm thấu $\delta$, đến kỹ thuật xếp lớp SPPSSPPS triệt tiêu hiệu ứng gần.
  • Giải pháp phần cứng tích hợp cuộn cảm cộng hưởng dùng chung lõi với biến áp phẳng nhằm nâng cao mật độ công suất cho các thiết bị sạc on-board hoặc trạm sạc xe điện nhỏ gọn.
  • Phương pháp áp dụng mô hình Steinmetz cải tiến (iGSE) để tính toán tổn hao lõi từ dưới kích thích dạng sóng phi sin (sóng dòng điện từ hóa tam giác).

Câu hỏi thường gặp

1. Tại sao đồ án lựa chọn cấu trúc cộng hưởng LLC thay vì các cấu trúc biến đổi DC-DC cách ly truyền thống như Flyback hay Forward?
Các cấu trúc truyền thống như Flyback, Forward, Push-pull hay cầu chữ H kinh điển hoạt động theo nguyên lý chuyển mạch cứng; khi nâng tần số lên trên 100 kHz và công suất trên 500 W, tổn hao đóng cắt trên van bán dẫn và tổn hao trên mạch từ tăng vọt làm sụt giảm nghiêm trọng hiệu suất. Cấu trúc LLC khắc phục hoàn toàn nhược điểm này nhờ khả năng đạt chuyển mạch mềm không điện áp (ZVS) cho MOSFET sơ cấp và chuyển mạch mềm không dòng điện (ZCS) cho đi-ốt thứ cấp trên toàn dải làm việc, cho phép nâng tần số lên 200 kHz để thu nhỏ linh kiện thụ động mà vẫn duy trì hiệu suất cao.

2. Bể cộng hưởng của bộ biến đổi có các thông số cụ thể là bao nhiêu và dải tần số làm việc được giới hạn thế nào?
Bể cộng hưởng được thiết kế với tần số cộng hưởng trung tâm $f_r = 200\text{ kHz}$. Các thông số tính toán gồm: điện cảm cộng hưởng $L_r = 19{,}75\ \mu\text{H}$, điện cảm từ hóa $L_m = 49{,}51\ \mu\text{H}$ (tỷ số $L_n = 2{,}5$) và điện dung cộng hưởng $C_r = 32{,}06\text{ nF}$. Để đáp ứng độ lợi điện áp trên toàn dải tải và dải điện áp vào $360 - 440\text{ V}$, tần số đóng cắt thực tế của bộ biến đổi được giới hạn trong dải từ 160 kHz đến 600 kHz.

3. Tại sao tác giả lựa chọn cấu trúc dây quấn PCB kiểu SPPSSPPS thay vì kiểu PPPPSSSS hay PSPSPSPS?
Kiểu xếp PPPPSSSS khiến sức từ động tích tụ cực đại ở các lớp bên trong, gây ra dòng xoáy rất lớn và làm tổn hao đồng tăng cao. Kiểu xếp xen kẽ từng lớp PSPSPSPS triệt tiêu tốt sức từ động nhưng lại làm tăng điện dung ký sinh giữa các lớp dây lên $43%$. Kiểu xếp SPPSSPPS (tương đương PSSPPSSP) vừa phân bổ đều sức từ động, giảm một nửa biên độ lực từ động so với kiểu PPPPSSSS để hạn chế tối đa hiệu ứng gần, vừa duy trì điện dung ký sinh ở mức thấp.

4. Việc tích hợp cuộn cảm cộng hưởng lên phía trên biến áp có gây can nhiễu từ sang cuộn thứ cấp không?
Không. Kết quả mô phỏng từ trường trên FEMM 4.2 khẳng định phần lớn đường sức từ do cuộn cảm sinh ra chỉ khép kín qua nửa lõi từ phía trên của biến áp, lượng từ thông móc vòng xuống nửa lõi dưới là không đáng kể. Do không tạo thành mạch từ khép kín bao quanh cuộn dây thứ cấp, cuộn cảm không cảm ứng sức điện động sang phía thứ cấp, bảo đảm giữ nguyên tỷ số biến áp $n = 4:1$.

5. Tại sao tổn hao lõi trên biến áp phải sử dụng công thức Steinmetz cải tiến (iGSE) thay vì công thức Steinmetz gốc?
Công thức Steinmetz kinh nghiệm tiêu chuẩn ($P_v = k f^\alpha B^\beta$) chỉ áp dụng chính xác cho mật độ từ thông biến thiên theo hàm sin thuần túy (như dòng điện qua cuộn cảm cộng hưởng $L_r$). Trong bộ biến đổi LLC, dòng điện từ hóa $i_m$ chạy qua biến áp có dạng sóng tam giác, làm tốc độ biến thiên từ thông $dB/dt$ không đồng đều. Do đó, tác giả bắt buộc phải áp dụng công thức Steinmetz cải tiến (iGSE) tích phân theo đạo hàm $dB/dt$ để phản ánh chính xác tổn hao lõi từ của máy biến áp.

Kết luận

Đồ án tốt nghiệp của tác giả Ngô Minh Quang đã giải quyết bài toán thiết kế tầng biến đổi DC-DC cách ly công suất 800 W cho bộ sạc xe máy điện dựa trên cấu trúc cộng hưởng LLC tần số 200 kHz. Điểm nổi bật của công trình là giải pháp ứng dụng biến áp phẳng kết hợp dây quấn PCB 2 lớp xếp xen kẽ SPPSSPPS và tích hợp cuộn cảm cộng hưởng dùng chung đường từ tính, giúp tối ưu hóa không gian và tản nhiệt. Toàn bộ các tính toán giải tích về bể cộng hưởng, cơ chế chuyển mạch mềm ZVS và mô hình phân tích tổn hao đều được kiểm chứng nhất quán qua các công cụ mô phỏng chuyên sâu và hệ thống đo đạc thực nghiệm.